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寬帶放大器的設計方法以及仿真
分布式放大器能提供很寬的頻率范圍和較高的增益。有一段時間，其設計通常采用傳輸線作為輸入和輸出匹配電路。隨著砷化鎵(GaAs)微波單片集成電路的發(fā)展成熟，為了提高效率、輸出功率、減小噪聲系數(shù)，人們提出了很多種放大器電路類型，但是分布式放大器仍然是寬帶電路(如光通信電路)的主流設計。理解砷化鎵微波單片集成電路GaAs MMIC分布式放大器的設計，對很多寬帶電路的應用都會有很大的幫助。
約翰·霍普金斯大學從198?年開始就開設了MMIC設計課程，并在讓學生在TriQuint公司的產(chǎn)線上流片。一款由Craig Moore(從198?年到2003年，他一直擔任該課程的助教)設計的分布式放大器作為該課程一個經(jīng)典的設計例子。該設計甚至經(jīng)歷了低溫環(huán)境實驗，在液氮的低溫下表現(xiàn)出更低的噪聲系數(shù)。該放大器采用TriQuint公司的0.5μm GaAs MESFET工藝，其增益比基于0.5μm GaAs偽高電子遷移率晶體管PHEMT的新電路略低，2006年的新課程中則采用了新版本的0.5μm GaAs PHEMT分布放大器和一些其他電路作為例子。本文將介紹寬帶放大器的設計方法以及仿真和實測的結果。
分布式放大器使用寬帶傳輸線給一組有源器件注入輸入信號(如圖1)，同時另一條并行的傳輸線用于收集各個有源器件的輸出信號，并將其疊加。每一級提供相當?shù)脑鲆妫窃鲆娣植荚谝粋€很寬的頻率范圍內。和級聯(lián)設計相比，總增益是各級增益之和，而不是各級增益的乘積。但使用集總參數(shù)元件來近似分布式傳輸線時(如圖2)，集總參數(shù)傳輸線的到地并聯(lián)電容，被晶體管的寄生電容代替。集總參數(shù)元件的等效傳輸線作為一個低通濾波器使用，其截止頻率和晶體管的寄生電容成反比。因此晶體管的尺寸直接決定了電路的工作頻率上限。設計總要綜合考慮的各種參數(shù)包括：放大器的級數(shù)、有源器件的尺寸、器件的工藝類型(如果有多種類型)以及每一級的直流偏置。更多的級數(shù)意味著更大的增益-帶寬積，但是也會引入更大的功耗。一旦晶體管的尺寸確定，就可以使用仿真軟件來優(yōu)化增益、反射系數(shù)、輸出功率和噪聲系數(shù)等各項參數(shù)。
由于分布式放大器的應用場合很多，對各項性能指標的要求很靈活，寬帶增益是其中最重要的一項指標。在Craig Moore這個設計例子中，采用了增強型PHEMT器件，因為增強型器件只需要一組正電壓供電。為了能提供和198?年TriQuint半導體公司采用的0.5μm GaAs MESFET工藝的電路相同的性能，該設計采用了0.5μm GaAs PHEMT工藝，并且使用3級晶體管放大拓撲。為了適應電池供電的應用，選用3.3V電壓。當然為了滿足不同的客戶需求，工作電壓和電流可以方便的在較大范圍內調節(jié)。在1.5V和14mA的供電下，仿真結果顯示：僅損失了2dB增益，并且柵電壓在1.5V到5.0V，漏極電流在14~35mA之間變化時，性能的變化也很小。為達到最佳增益、匹配性能，采用安捷倫?司的計算機輔助工程軟件ADS進行線性仿真，確定合適的電感值、PHEMT尺寸。
通過理想的仿真計算，該設計選用了6×30μm的增強型PHEMT器件，Craig Moore的198?年的設計中在MESFET管的漏極增加了一些額外的匹配元件，以保證有效輸出電容和柵極輸入容抗相同。此時輸入和輸出的集總參數(shù)傳輸線將是對稱的，其相位延遲也相同。文章還比較了這種輸入輸出傳輸線對稱的匹配方案和另一種漏級電容獨立優(yōu)化的方案(漏極電感和柵極不對稱)。對于這個簡單的3級PHEMT設計，柵極和漏極輸入線的相移差別很小，這里就采用較簡單的非對稱方案。如果輸入輸出傳輸線的相位差較大，這種方案的就不能有效的合并各級的增益。下一步使用TriQuint公司提供的電感、電阻、電容以及互連線模型取代理想元件，進行更真實的仿真。圖3顯示了期望的最終放大電路的增益、匹配度、穩(wěn)定因子和噪聲系數(shù)。仿真中采用了30mA和3.3V的直流偏置設計，以限制其功耗在100mW以內，并實現(xiàn)了輸出功率和三階互調截止點的折中。圖4是該電路的版圖，同時還包含了兩個有探針接入端的測試模型管：一個是設計中采用的6×30μm增強型PHEMT，另一個是普通的6×50μm耗盡型PHEMT。
一個典型的分布式放大其中有一半的功率被輸出傳輸線的50歐負載所吸收，為了提高輸出效率，人們通常采用一些技巧，如漸縮型傳輸線方法。本設計采用了50歐姆輸入輸出線，為了減少DC功率的消耗，該傳輸線的一端的50歐姆終結負載和一個較大的電容(25pF)串聯(lián)后，再通過通孔接地，這樣既能保證射頻信號接地，又能實現(xiàn)隔直流的效果。漏極較大的直流供電電流只流經(jīng)低阻抗的電感元件，而不是50歐的終結負載(如圖5)，這樣可以有效的減小50歐終結電阻上的功耗。這里漏極電感的大小也是一個重要的設計參數(shù)，該電感直接影響電路在1GHz附近的低頻滾降速度，如果增大電容將會減小滾降速度，但是同時會增加串聯(lián)電阻，從而提高直流功耗，而且較大的電感也會增大版圖面積。
在提交產(chǎn)線流片之前，各設計還必須經(jīng)過嚴格的設計規(guī)則檢查DRC(design-rule check)，自198?年第一次MMIC設計課程開始，約翰·霍普金斯大學就采用ICED(ICEDitor)軟件，并采用TriQuint提供的DRC規(guī)則進行設計規(guī)則檢查。另外還使用了“版圖轉電路圖”LVS(Layout Versus Schematic)工具進一步比較從ADS中提取出來的網(wǎng)表是否符合ICED軟件中的實際電氣連接。有時設計雖然能通過DRC檢查，但是仍然會有一些致命的錯誤，只有LVS工具才能發(fā)現(xiàn)這些問題。新版本的ADS已經(jīng)具備內置的連接性檢查功能，可以排除一些連接性錯誤，但是外部的LVS檢測仍然是很有必要的。
MMIC建模非常復雜，例如，在仿真時是否可以忽略互連線的影響。忽略互連線可以極大的簡化設計，而且在2.4GHz以下，互聯(lián)的影響很小。通常這些互聯(lián)微帶線的模型都是在其長度超過幾倍襯底厚度的情況下建模的，而實際MMIC設計中很少會發(fā)生這種情況。典型的微帶線模型一般都會高估其長度(即電感)效應。另外，還要考慮是否需要一個電磁仿真，以確保原始設計中忽略的寄生參數(shù)不會有太大的影響。除非設計者確實想壓縮版圖面積，否則采用3到5倍的線寬(而不是3到5倍的襯底厚度)做為元件間隔，一般都不會有問題。
盡管單獨的6*30μm PHEMT模型管的實測值和仿真結果很吻合，但是把晶體管的實測數(shù)據(jù)帶入電路進行二次仿真，確實得出了更接近實測值的高端滾降特性。設計者再次使用了Sonnet公司的電磁仿真軟件，以5平方微米的分辨率以及100μm的襯底厚度對整個設計進行電磁仿真。對于Sonnet軟件，這個電路面積相對較大，以至于必須分割成兩個子塊來分析。使用Sonnet電磁仿真結果加上實測的晶體管參數(shù)，得出的整個電路的各項指標和實際測試值吻合。Sonnet軟件的仿真結果和ADS的二次仿真結果也很吻合(圖12、13、14)，注意：增益和匹配在高頻段(10GHz左右)形狀相似，但是仍然略有差別。盡管這些差別很小，但是仍然有必要尋找這些差異的解釋。約翰·霍普金斯大學MMIC學科的學生反而能從這些差別中學到更多東西。尋找這些差別的來源，更有利于增長他們的設計經(jīng)驗。使用TriQuint公司的產(chǎn)線為其流片，并讓學生參與成品的測試，使該項課程更具實際意義，因而得到了大家的一致好*。約翰·霍普金斯大學也對TriQuint、Agilent(原EEsof)和Applied Wave Research等公司的有力支持表示衷心的感謝。
采用PHEMT器件的分布式MMIC放大器在1~10GHz的頻率范圍內顯示出平坦的寬帶增益，并且其噪聲系數(shù)比以前的MESFET方案更小。如設計所預期，0.5μm柵長的PHEMT器件在3~3.3V，28~32mA的供電條件下，取得了理想的增益和噪聲性能，功耗僅為100mW，且偏置范圍有一定的調節(jié)空間(可以在20到175mW之間調節(jié))。使用模型管參數(shù)帶入ADS和Sonnet軟件再仿真的結果也和實測結果吻合。實測的輸出功率、DC偏置和噪聲系數(shù)等指標也和仿真結果吻合。分布式放大器中，在輸入輸出饋線端使用集總元件或分布式傳輸線，以吸收晶體管的電容的方法，可以廣泛的應用于其他的MMIC工藝和設計之中。